Dette prosjektet gjenspeiler et av de (inspirerende) tidligere prosjektene av dyi_bloke: "AC PWM Dimmer for Arduino". Det var en rekke ting i det opprinnelige designet som jeg ønsket å forstå i detalj og et par ting jeg trodde var verdt å prøve å forbedre.

De tingene som jeg ønsket å grave i detaljene deres, er relatert til latens- / responstidene, noe på linjen "Hvor langt kan jeg gå med å øke PWM-frekvensen til tingene ikke går som forventet lenger?"

De tingene jeg trodde var verdt å prøve å forbedre:

1. de store, hundrevis av volt, kondensator - jeg vil la bort prisen for det, men det er så sløsing med PCB / boksplass;
2. det faktum at PWM logikken er "polaritet invertert" - når inngangen på optokoppleren er på, går lasten frakoblet og viceversa

I tillegg kastet jeg en utfordring foran meg. Noen år siden noe, en nybegynner i elektronikk (ikke det jeg er veldig mer avansert nå), kjøpte jeg en håndfull FDP46N30 MOSFETS til å bruke på prosjekter som handler med hovedkraft. På den tiden glemte jeg at hovedstrømmen AC 220-240V er RMS-spenning, og ikke maksimal spenning, så jeg endte med den håndfulle MOSFET med maksimal VDS = 300V. Som en "for ikke å glemme" leksjon for meg selv og for å slukke angrepet på å bruke 20 dollar for 50 NMOS-es bare for å dekorere innsiden av en skuff sjelden åpnet, utfordret jeg meg selv med å bruke dem i stedet for å kjøpe noen andre mer appropriatelly rated MOSFETs - hvis jeg ville lykkes med å gjøre det (jeg har), kan jeg teoretisk bytte til 46Amps - mann, det er som 10kW strøm for å kontrollere med PWM;)!

Nå, advarselen: med stor kraft (og høy nok spenning, som den i strømnettet) kommer stort ansvar! Dette prosjektet bruker døde spenninger, hvis du bestemmer deg for å gjøre det, er det ditt ansvar å ta de nødvendige forholdsregler - jeg tar ikke noe ansvar for dine handlinger når du implementerer det. Enda mer, jeg er IKKE en kvalifisert elektroingeniør, og derfor tilbyr jeg ingen garantier for designen eller egnetheten til dette designet til dine formål.

Hvis du bestemmer deg for å gå videre, mitt råd: gjør IKKE bruk et brødbrett for kretsens kraftside - forbindelsestrådene vil ikke bære mer enn noen (lite antall) hundre milliamps før overoppheting og smelting - muligens på en eksplosiv måte, ved å sende smeltede kobberdråper (ved 2000C) rundt, kanskje i dine nysgjerrige øyne. Mer enn det, de har den ekkel vane å løsne og ut av breadboardhullene når du forventer det minste - hvis de hundre millimeter går gjennom lemmer, i beste fall, forberede deg på et av de mest ouch-inspirerende sjokkene av livet ditt. Hvis de går gjennom ditt hjerte, er det sjansen for at du ikke kommer til å fullføre prosjektet eller noe annet prosjekt for saken.

Seriøst, gutta, enten ta hensyn eller ikke gjør det i det hele tatt. Hold deg trygg.

forsyninger:

Trinn 1: Den enkle MOSFET-varianten

Jeg har ikke laget denne, men jeg er sikker på at den vil fungere som ønsket hvis du bruker en passende vurdert NMOS (for eksempel IRF730 for 220-240AC) for bytte. Jeg bruker denne som et enkelt nok tilfelle for å utforske hvordan det virker før du hopper inn i designet ved hjelp av to MOSFET i serie for å bytte høyere spenning enn VDS (maks) på en enkelt MOSFET.

Så hvordan fungerer denne?

1. D1-, R1-R5-, C1- og D2-gruppen Fungerer som en 15V kilde som kan levere en 3,5 mA strøm i gjennomsnitt.

Hvorfor 5 motstander parallelt? Først og fremst: bruk metalliske filmmotstander vurdert til 0,5W (i stedet for karbonfilmene, vurdert til 0,25W). Og her er hvorfor: 240V AC (RMS) vil ha en maksimal verdi spenning på 330V (eller nær den verdien). På maks vil hver av de 5 motstandene levere 1mA - som fører til en 0.33W som maksimal effekt hver av dem trenger å opprettholde. Hvis du senere bestemmer deg for å legge til kretsen noen filterkondensatorer nedover likriktarbroen, kan du jobbe det meste med maksimal spenning, så det er fornuftig å sette en sikkerhetsfaktor. Hvis du lar det uten å filtrere kondensatorer, vel, 5mA i topp oversette til 3,53mA som RMS - gjennomsnittet.

I alle fall, hvis du føler for å redusere antall motstander eller bruke andre serier / parallelle kombinasjoner, vær min gjest - bare vær sikker på at:

• Den gjennomsnittlige (RMS) strømmen som leveres gjennom kombinasjonen av motstander er 3,5mA eller (marginalt) bedre
• Strømkvaliteten på alle motstander som du bruker må være høyere enn strømmen de vil støtte mens du er inne i kretsen

Det samme gjelder for bytte av andre spenninger, som (kobber sulten) 110V / 120V i andre deler av denne verden.

C1 vil buffere strømmen og er beskyttet av D1 mot utladning når den korrigerte spenningen går nær null. Sammen med D2 Zener, bør gruppen kunne holde en konstant 15V og levere strømmer godt over 3,5mA for kort øyeblikk (mikrosekunder) uten å spenne for mye.

C1 må vurderes til 24V og 15V Zener minst 0,25W eller bedre.

2. den 4N35 og R7, R8 utgjør den galvaniske decoupleren - dens rolle er å isolere høyspenningsbryterkretsen (den fremstilte) fra PWM-styrekretsen.

Nå lover jeg at jeg vil dekke "magiske" verdien av R7, R8 motstandene senere - kanskje til en annen 'ible, men for nå har jeg noen ting å si:

• måten R8 er tilkoblet gjør det til en felles samler-konfigurasjon for utgangsfototransistoren. Dette fører til "positiv PWM-ing": når inngangen er lav, er utgangstransistoren ikke ledende og MOSFET-porten blir trukket til grunnen av R8, og dermed ikke-ledende; når inngangen bytter til høy, åpner utgangstransistoren opp og kobler MOSFET-porten til 15V-skinnen, vil belastningen din føle strømmen.

  Nå er prisen som skal betales for å "koble" MOSFET-porten til 15V, strømmen (tapt) gjennom optokopplesens utgangstransistor og R8 i bakken. Det er 15V / 5600ohm = 2,5mA drenert fra kilden - derfor må 15V-kilden levere over 2,5 mA - hvis det skulle være under denne verdien, i tilfeller hvor PWMs driftssyklus er 1 (alltid på), vil "kilden" ikke kunne opprettholde 15V-utgangen.

• verdien for R7 - motstanden i optokopplerens inngang er valgt for en PWM amplitude på 5V.

  Hvis du bruker andre PWM spenninger, bruk en verdi som vil forårsake den samme strømmen - for eksempel for en 3,3 V PWM, bruk en 220R motstand.

• ikke mate inn i optokoppler PWM med pulser kortere enn 10 usec (det er 10 mikrosekunder) med høy frekvens. Å gjøre det vil føre til at MOSFET-bryteren virker i resistiv modus, med all den varmen som følger med. Hvis PWM-frekvensen er lav nok, vil MOSFET få nok tid til å kjøle seg selv når arbeids syklusen er liten; Ellers vil det utløse den magiske røyken før du vil.

• i forhold til punktet over - husk at de vanlige optokopplerne generelt er quuuiiitte slooow å reagere. For eksempel, ta en titt (og forstå implikasjonene) av kretsen og diagrammer på side 5 av 4n35-databladet - hvis det beste slås på / av responsen på optokoppleren er 10usec, vil denne verdien definere din korteste puls som vil se din optokopplederutførelse. Så med 20 usec per bit (10 for å åpne, 10 for å lukke) - når du gjør en digital PWM med 256 pulsbredde per syklus, gjør den en 5,12 msek (millisekund!) Per PWM-syklus. Det er som 200Hz PWM, ikke sant?

  Men det er en historie jeg forteller senere - jeg lover å knytte den (fremtidige) 'ible her når jeg er ferdig med å fortelle det.

3. den Qs1 og Qs2 emitterfølger push pull (totem pole) strømforsterker mellom optokoppleren / R8 og MOSFET-porten er ment å øke hastigheten på dreneringen av portens kapasitans på høye overganger (spør meg i kommentarene hvis du ikke vet hvordan denne forsterkerkonfigurasjonen fungerer, jeg legger til noen notater på slutten av "ible")

Nå, hvis MOSFETs inngangskapasitans er i 400-800 pF (og hvis du bruker 4N35, som er ganske treg), kan du gjøre uten denne forsterkeren; og IRF730 er en av dem (med en inngangskapasitans på 700pF - se side 2 i databladet). Men det er MOSFETer med ganske høy inngangskapasitans og FDP46N30 er en av dem (og du kan bruke en hvis strømnettet kjører på 110-120V AC) - den maksimale inngangskapasitansen er 3380pF.

Så hva ville skje hvis vi kobler utgangen fra optocoupler direkte til MOSFET-porten i tilfeller av høy inngangskapasitans. Vi vil:

• Den lave høye overgangen er for det meste upåvirket - ladningen strømmer fra C1 gjennom utgangstransistoren til optokoppleren, som jeg antar vil vise en lav motstand (inngangen til optokobleten ser en 15mA strøm, det typiske nåværende overføringsforholdet på 4n35 er 100%, slik at utgangen transistor skal kunne levere 15mA. Og vi "drenerer" gjennom R8 bare 2,5mA, så mye ledningsevne som skal brukes ved lasting av MOSFET-porten);
• de høyt lave overgangene er imidlertid interessante - antar at utgangstransistoren lukkes plutselig; Ladningen på MOSFET-porten vil dreneres i bakken gjennom R8. Vi vet at en typisk MOSFET-strøm vil stoppe å utføre på en Vgs (t) på rundt 5V (kanskje lavere, men la oss ta det optimistiske tilfellet).

  Så, hvor lenge vil kapasitansen på 3300pF slippes fra 15V til 5V gjennom en 4700 motstand? Vel, det handler om 17 år. Legg dette til lag som skyldes optokoplernes ikke ideelle ide for å forstå hvorfor nærværet av nåværende forsterker er nesten obligatorisk for tilfeller av høy MOSFET-inngangskapasitans.

4. Den Q3 bytte MOSFET (og likeretterbro) - For det første, se opp nåværende vurdering, ta slik at den maksimale strømmen du trenger er maksimalt 70% av deres maksimale vurdering (eller mindre, det vil si sette høyere sikkerhetsmargin). Slå opp i databladene de-rating av maks strøm med temperaturen og tenk hvor bra kretsen din ville oppføre seg hvis omgivelsestemperaturen er 45C i stedet for 20C; og hva skjer hvis komponentene varmes raskere enn du forventer.

Det samme gjelder maksimal spenningsgrad - det skal også ha en sikkerhetsmargin på ytterligere 30%, bortsett fra at likestrømbrukerene vanligvis er vurdert for en spenning mens maksimal spenning for en MOSFET - Vds (maks) - er alltid for DC; husk dette og ha en oppfriskning på RMS (Vpeak = Vac * √2) - hvis du glemmer dette, må du lese det andre trinnet i denne ibleen.

Et annet punkt om tids- og PWM-omkoblingsfrekvensen - 4N35-optokobleren er allerede sakte nok, men søk databladet til MOSFET-valget ditt for "Turn-On Rise Time" og "Turn-Off Fall-tid" - hvis de er tregere enn til og med optokoppleren (gosh, hvilken MOSFET valgte du?) da er MOSFET flaskehalsen som vil begrense byttefrekvensen.

5. PCB og komponent kjøling - litt mer om maksimumstrømmen din strømsiden av kretsen skal tjene: la meg advare deg om at PCB-sporene må kanskje være bredere enn du kanskje tror - bruk en online kalkulator for sporbredden på strømsporene dine. Hvis du lager kretsen på et pre-perforert prototypebrett, bruker du tykk ledning for å koble til strømkretsen.

Også, når du designer PCB, la nok plass rundt MOSFET og likeretterbroen til å montere radiatorer hvis det viser seg at de trengs.

Hvis du planlegger å bruke dimmeren med enheter over 500W, vil kjøleløsningene være behov for, muligens på enda lavere strømnivå, men eksperimentere (med forsiktighet betalt til dødelige spenninger).

Trinn 2: Bytter med to MOSFET i serie

Jeg fristet meg til å starte et "gjør det beste du kan med det du har" ible-serien, med dette prosjektet som det første. Jeg ønsket å lage en dimmer basert på den opprinnelige utformingen, bare for å innse at jeg ikke har noen MOSFET-strømmer som kan støtte maksimum 325-330V, som en rettet hoved vil gi. Men jeg hadde noen FDP46N30 i stand til å gå opp til 300V (og 46A max). Nå, prisvennlig, ville få noen passende MOSFET'er ikke ødelagt meg, men jeg hater ventende uker for pakkelevering, og jeg hater også bortkastet (og dette inkluderer å betale 3-5 ganger mer for budlevering enn for komponentene og ideen om en 3 tonn vanbrennende diesel for kilometer for å levere 50 g verdi av komponenter i postkassen min).

Og så, utfordringen: Kan jeg finne en løsning for å bruke to (eller flere) lavere spenningsmessige MOSFETer for å bytte en høyere spenning? Ja, det er mulig - og det er ganske enkelt. Det er en variant av cascode forsterkeren, forenklet for bytteformål.

Hvordan virker det? Ta en titt på Q3 / Q4-stakken MOSFET - Q3-porten vil motta gatekontrollen fra PWM-galvanisk isolasjonskompleks, men hvordan Q4 styres?

Så la oss starte med antagelsen om at den øvre spenningen i stabelen er lik DC og har verdien på toppen av den korrigerte DC (dette er hva C1 + C2 kondensatorene etter likeretteren vil gjøre).

Starttilstanden

Anta at inngangen på Q3-porten er lav og dermed ikke ledende (bryteren er slått av). Spenningen ved Q4-porten vil være halvparten av maks spenningen, mens Q4 er kildespenning:

1. kan ikke være lavere enn porten av mer enn Vgs (ths) - vil det være noe lavere, vil Q4 begynne å utføre og la noen lade strømme inn i sin kilde til spenningen vokser tilbake for å stoppe den fra å gjennomføre

2. kan ikke være høyere enn porten ved mer at en diode-drop (0.65-0.7V) - Vil det være noe høyere, vil D4-dioden tømme ekstrakostnaden.

BTW, denne mekanismen tar også vare på en feil i Idss - null-gate-spenningsdrenning (lekkasje) strøm - for FDP46N30, er dette maksimalt 10uA ved 125C, men siden utgangskapasitansen er så liten som 500pF, uten en balanseringsmekanisme, vil en feilmatch i lekkasjestrømmen mellom de to MOSFETene resultere i å ha den med lavere lekkasjeoppladning til Vds bygger opp til over maksimalverdien. Nærmere bestemt:

• Hvis 4. kvartal lekker mindre enn 3. kvartal, vil Q4-kilden lekke opp gjennom Q3 til Q4-kildespenningen vil være nær nok til null for å blåse Q4. Men fordi Q4-porten er sperret av spenningsdeleren R9 / R10, vil det øyeblikk som Q4-kilden bare faller litt under terskelspenningen, Q4 åpnes akkurat nok til å kompensere for lavere lekkasje - med andre ord, Q4 vil lekk litt mer for å matche lekkasjen i 3. kvartal
• Hvis 4. kvartal lekker mer enn 3. kvartal, vil belastningen på fjerde kvartal kilden bygge opp (Q3 renner det ikke fort nok). Som en konsekvens vil Q3 føle en økning på spenningen fra avløp til kilde til den går over den maksimale karakteren og Q3 vil blåse. Men tilstedeværelsen av D4 vil fungere som en vei for å drenere overflødig ladning gjennom R10, så selv om Q4 lekker mer, vil lekkasjen ikke forårsake en … ummm … katastrofalt ladestang.

Til slutt, når det ikke er inngang (en nullspenning på Q3-porten), er både Q3 og Q4 ikke-ledende, og Q4s kilespenning er omtrent halvparten av spenningen på endene av Q3 / Q4-stakken - gi en diode-drop eller ta en Vgs (th) - noe som betyr at MOSFETene vil føle en spenning på ca. 160-170V, godt innenfor det trygge driftsområdet.

Den lave høye inngangsovergangen

Anta at inngangen på Q3-porten går høyt - det galvaniske isolasjonskomplekset vil anvende en trinnspenning på +15V.

Hvis Q3 ville være ideelt, vil den åpne øyeblikkelig, slik at Q4 tar brunt av hele 330V og blåser det opp. Men ingenting i elektronikk skjer umiddelbart, og både Q3 og Q4 har lignende "reaksjonstider".

Så begynner Q3s avløpsspenning (samme som Q4s kildespenning) å gå ned til spenningsforskjellen mellom Q4-porten og kilden er stor nok til at Q4 begynner å utføre seg selv. Resultatet er at samme strøm vil strømme gjennom lasten og begge MOSFETene. Det kan virke som at spenningen på Q4-porten, slik den er etablert av spenningsdeleren R9 / R10, vil ligge igjen til fjerde kvartalets Vgs vil gå over maksimal + 20V-karakter. Det er her D4 Zener gir beskyttelse - øyeblikket Q4s Vgs går over 15V, Zener starter å lede og avlede strømmen fra R10 og til den mer ledende Q3.

Prosessen går til både Q3 og Q4 er i toppledningsevne, begge viser en motstand på ca. 0,08R, og med all spenningsfall på kretsens kraftside forårsaket av belastningen.

Den høye lave inngangsovergangen

Så er både Q3 og Q4 gjennomført, Q3 fordi den har + 15V påført av inngangen og Q4 fordi portspenningen opprettholdes av strømmen av strøm gjennom R9, D4 og Q3.

Hva skjer når inngangen er slått av? Q3 begynner å bli mindre ledende, åpner strømkretsen. Hvis 4. kvartal forblir helt ledende, vil Q3 nå et stadium der det støtter hele spenningen (og la sin magiske røyk gå). Men som 3. kvartal blir mindre ledende:

• Q3-avløp (vanlig med Q4-kilde) begynner å ha en høyere spenning, så noe overskudd av ladning (gjennomgitt av en mer ledende Q4) vil begynne å strømme gjennom D4 - nå polarisert direkte - øker Q4-portspenningen og vil som sådan tvinge fjerde kvartal til å lukke også
• jo mindre nåværende Q3 lar passere (tilsvarende med en økning av resistivitet), desto mer nåværende R10 vil ta, gjenopprette R9 / R10 som spenningsdeler

På slutten er både Q3 og Q4 ikke-ledende, og spenningsfallet over noen av dem er omtrent halvparten av spenningen.

Men men…

1. Du fortalte oss at en av de mulige forbedringene du har jaget, blir kvitt den store filtreringskondensatoren etter likeretteren. Og nå antar du at strømmen er lik DC. Hva er avtalen, kompis?

   Vi vil, hvis du kommer ut filtrering kondensatorer, deretter:

   - Hvis Q3 er ledende, uten hjelp, kan Q4 ikke ha nok spenning på porten til å forbli ledende når strømspenningen går til null. Se? Q4-porten vil bare bli holdt ved 15V til R9. Heldigvis er D3 - en rask bryterdiode - der for å hjelpe. I det øyeblikk spenningen på Q4-porten går under 15V fordi nettspenningen går til null, vil Cs1 kondensatoren (som 15V kilde) ta … ummm …. lade av situasjonen og holde Q4 åpnet;

   - Og hvis Q3 er ikke-ledende og netspenningen går mot null, vil ikke Q4 fortsatt være ledende? Vel, ja, men hva er problemet? Strømkretsen er fortsatt opprettholdt åpnet (ingen strøm) av en ikke-ledende Q3 og spenningen Q3 er nødvendig for å støtte er vel, mot 0.

   Den ene på toppen av den andre, er det trygt å arbeide uten å filtrere kondensatorer ved utgangen av likriktaren, D3 tar vare på det

2. hva er oppstyret med C1, det som er parallelt med R10?

   Vel, det er en snubber, for å sitte litt overgangene lavt og høyt lavt på Q4-porten. Men … for å være helt oppriktig, slå meg hvis jeg vet hvordan det fungerer eller hvis verdien for den er tilstrekkelig eller overdreven. Hvis du vet det bedre, fortell meg det.

Trinn 3: Fungerer ikke

Foran, en justerbar PWM med en Arduino Mini og 3 trim-potter, 2 for varighet av driftssyklusen, en for selve arbeidscyklusen - Jeg justerer den som styrer arbeids syklusen.

På baksiden lyser PWM

På høyre side - en glødelampe som virker som en last.